探析电荷泵拓扑结构

作者：赵清华
校阅：谭磊
试读：张璐

摘要

高降压比充电电荷泵能够在保持较高输出电流的同时，显著降低输入电流，减少能量在转换过程中的损失，进而降低功耗，提升充电效率。本文以提高电荷泵效率为目标，先对几种降压电荷泵拓扑结构进行梳理，分析和总结了它们的优势和特性。随后，探讨了提高电荷泵效率的有效手段，如减小死区时间和飞电容电位预建，为电荷泵的设计与应用提供新思路。

1 引言 

电荷泵（Charge Pump）变换器是一种利用电容来升高或降低电压的DC/DC变换器。这种变换 器外围部件主要由电容组成，且没有电感，因此PCB占位面积较小。没有电感损耗，且通过简单的控制即可以实现零电流开启和零电压关断，开关损耗极低，效率极高，电荷泵被广泛地应用于移动设备快充领域。

在电荷泵充电应用中，受限于Type-C线缆的最大5A（带E-marker芯片）通流能力，常见的2:1 （电荷泵电压输入输出比）降压电荷泵的最大充电电流为 8A 至 10A。为了满足更大充电功率同时更高效的需求，必须减小输入电流同时提高输入电压，高降压比充电电荷泵产品陆续被推出市场。限于篇幅，下面仅对常见3:1/4:1降压电荷泵拓扑结构做一个简单的介绍及评论。

2 常见3:1/4:1 电荷泵拓扑结构^[1]

2.1 3:1 Ladder 降压电荷泵

在此拓扑中，蓝色标注的NMOS FET（S1、S3、S5）同时开启或关闭，黑色标注的NMOS FET （S2、S4、S6）同时开启或关闭，且前者与后者相差 180°。（该描述适用于下面提到的拓扑结构，后续不再赘述。） 

在稳定状态下，当S2、S4、S6打开时，S1、S3、S5 均处于关闭状态。输入电流从V_IN流入， 依次流经S6、C3、C1、S2，最终从 V_OUT流出（假设 V_OUT有对地负载，后面分析基于相同假设）；与此同时，C1、C2、S2、S4 构成回路，电流依次流经 C2、S4、C1、S2。V_OUT流出的平均电流为 V_IN输入平均电流的1倍。

当S1、S3、S5 打开时，S2、S4、S6 均处于关闭状态。C2、C3、S3、S5 构成回路，C3 对 C2 充电；与此同时，C1、S1、S3 构成回路，电流依次流经S1、C1、S3，最终从 V_OUT流出。V_OUT流出的平均电流为V_IN输入平均电流的2倍。

此拓扑结构优势在于C1、C2、C3承受的电压均为V_OUT，开关数量较少。不足在于飞电容较多， 驱动设计上较为复杂，流经S1、S2、S3管的平均电流为2倍V_IN输入平均电流，C2在搬运C3电荷到C1时存在能量损失。

2.2 4:1 Dickson 降压电荷泵

在稳定状态下，当S2、S4、S6、S8打开时，S1、S3、S5、S7均处于关闭状态。输入电流从V_IN 流入，依次流经S8、C3、S4，最终从 V_OUT流出；与此同时，C1、C2、S2、S4、S6 构成回路，电 流依次流经S2、C2、S6、C1、S4，最终从V_OUT流出。V_OUT流出的平均电流为V_IN输入平均电流的 2 倍。 

当S1、S3、S5、S7 打开时，S2、S4、S6、S8 均处于关闭状态，C1、S3、S5 构成回路。电流 依次流经S3、C1、S5，最终从 V_OUT流出；与此同时，C2、C3、S1、S3、S7 构成回路，电流依次 流经S3、C3、S7、C2、S1，最终从V_OUT流出。V_OUT流出的平均电流为V_IN输入平均电流的2倍。 

此拓扑结构优势在于飞电容数量少，同时开关数量较少。不足在于 C3、C2 均为高压电容，成 本略高和尺寸略大，驱动较复杂，流经S3、S4管的平均电流为2倍V_IN输入平均电流。

2.3 4:1 Fibonacci 降压电荷泵

在稳定状态下，当S2、S5、S8、S10 打开时，S1、S3、S4、S6、S7、S9 均处于关闭状态。输入电流从V_IN流入，依次流经S10、C3、S8、C2、S5、C1、S2，最终从V_OUT流出。V_OUT流出的平 均电流为V_IN输入平均电流的1倍。 

当S1、S3、S4、S6、S7、S9打开时，S2、S5、S8、S10均处于关闭状态。C3、S1、S4、S7、 S9 构成回路，电流依次流经S9、C3、S7、S4、S1，最终从 V_OUT流出；C2、S1、S4、S6构成回路， 电流依次流经S6、C2、S4、S1，最终从 V_OUT流出；C1、S1、S3构成回路，电流依次流经S3、C1、 S1，最终从V_OUT流出。V_OUT流出的平均电流为V_IN输入平均电流的3倍。 

此拓扑结构优势在于电容耐压为V_OUT电压，驱动简单。不足在于开关管数量较多，放电时开关 管共享路径，导致流经S1平均电流为3倍V_IN输入平均电流，S4流过2倍V_IN输入平均电流。

2.4 4:1 Serial-parallel 降压电荷泵

在稳定状态下，当S7、S8、S9、S10 打开时，S1、S2、S3、S4、S5、S6 均处于关闭状态。输入电流从V_IN流入，依次流经S10、C3、S9、C2、S8、C1、S7，最终从V_OUT流出。V_OUT流出的平均电流为V_IN输入平均电流的1倍。

当S1、S2、S3、S4、S5、S6打开时，S7、S8、S9、S10均处于关闭状态。C3、S5、S6构成回路，电流依次流经S6、C3、S5，最终从 V_OUT流出；C2、S3、S4构成回路，电流依次流经S4、C2、S3，最终从 V_OUT流出；C1、S1、S2构成回路，电流依次流经S2、C1、S1，最终从 V_OUT流出。V_OUT流出的平均电流为VIN输入平均电流的3倍。

此拓扑结构优势在于电容耐压为V_OUT电压，流过所有管子平均电流为1倍V_IN输入平均电流，驱动简单。不足在于开关管数量较多。

2.5 4:1 Doubler 降压电荷泵

此拓扑结构可认为是两级2:1电荷泵的串联。在稳定状态下，当S2、S4、S6、S8打开时，S1、S3、S5、S7 均处于关闭状态。输入电流从V_IN流入，依次流经S8、C3、S6、S4、C1、S2，最终从V_OUT流出；C1、C2、S2、S4构成回路，电流依次流经C2、S4、C1、S2，最终从V_OUT流出。V_OUT流出的平均电流为V_IN输入平均电流的2倍。

当S1、S3、S5、S7 打开时，S2、S4、S6、S8 均处于关闭状态。C2、C3、S5、S7 构成回路，电流依次流经S7、C3、S5、C2；与此同时，C1、S1、S3 构成回路，电流依次流经 S3、C1、S1，最终从V_OUT流出。V_OUT流出的平均电流为VI_N输入平均电流的2倍。

此拓扑结构优势在于开关管数量较少。不足在于 C2、C3 为高压电容，成本略高和尺寸略大，驱动较复杂，流过S1、S2、S3、S4管的平均电流为2倍输入电流。

3 拓扑结构总结

从电路驱动结构复杂度、所需功率管数量、是否需要高压电容、所需最小电容数量这几个维度出发，各种拓扑结构总结如下表1所示。

表1 各种拓扑结构总结

4 效率优化手段

在实际电荷泵产品中，往往会集成两相，两相之间相差 180°交错工作，可以在大负载下取得较高的效率。以下是两种可行的手段。

4.1 减小死区时间 

死区时间可以认为是所有功率管均处于关断状态下的时间。在此时间里，V_OUT没有来自输入V_IN或者飞电容的能量补给。输出负载或者死区时间越大，V_OUT的电压跌落幅值越大。较大的V_OUT电压跌落幅值不利于效率的提升，仿真和实践均验证了这一点。

4.2 飞电容电位预建 

互补双相电荷泵的飞电容交替连接在上下两个电压段。每次切换前，需要先断开与当前连接段的开关，再接通到下次连接的电压段。与当前电压段的连接被断开后，受开关节点寄生电容储存电荷的影响，飞电容仍浮空在该段电压，直到下一个接通过程将飞电容拉到新的电压段。飞电容电压在两个段间飞行的过程伴随着寄生电容的充放电。如不采用电感-电容储能交换，则无法充分消除与寄生电容及其电压变化相关的损失。 

引用文献[2]提出了通过接通处于两个电压段的互补飞电容开关节点，并在下次接通前预先建立飞电容电压的一种方案，以提高电路的效率。如图 6^[2]所示，该方案利用背靠背功率管短接 CFLA、 CFLB 节点，使得处于不同电压段的寄生电容向中间电位拉平，从而实现无损电荷搬移，而无需使用电感。这种方法通过让处于不同电压段的寄生电容互充、减少了最多不超过 1/4 的损失。与利用主开关通道建立新的寄生电容电压相比，该方案在预建电压的同时，也对栅-漏电容充电，从而减少了主开关导通建立时间，实现了比寄生电容充分损失减小更多的效率提升。这种以增加一对开关为代价换取效率改善的方案，已经在一些产品设计中以不同形式得到实现，验证了其效率改善效果。

5 参考文献

[1] Michael Douglas Seeman. A Design Methodology for Switched-Capacitor DC-DC Converters: Technical Report No. UCB/EECS-2009-78 [R/OL]. (2009-05-21): 52.
[2] Michael Douglas Seeman. A Design Methodology for Switched-Capacitor DC-DC Converters: Technical Report No. UCB/EECS-2009-78 [R/OL]. (2009-05-21): 155-158.