SGM41570 系列 笔记本电脑充电应用设计及系统效率估算

作者：王伟苏 成红玉（通信作者） 
校阅：刘颖杰 田怀山

摘要

随着USB Type-C接口与USB PD （Power Delivery）技术在个人电子设备领域的普及，USB Type-C接口已成为笔记本电脑的主流充电接口，而电池充电器芯片在电池充电应用中又发挥了至关 重要的作用。本文从USB Type-C概念出发，先了解其电力传输连接；然后结合圣邦微电子推出的SGM41570系列升降压NVDC电池充电器芯片，重点阐述笔记本电脑充电应用外围电路设计，并对系统满载时的损耗进行评估，最终将损耗占比绘制为圆饼图。方便设计者根据各个损耗的占比大小，直观的评估设计损耗是否满足要求，进而优化设计。

1 USB Type-C概述

USB Type-C 是一种革命性的接口技术，它凭借其纤薄的设计、正反可插的便利性，以及强大的 数据传输和电力供应能力，彻底改变了笔记本电脑和其他数字设备的连接方式。在笔记本电脑应用中，USB Type-C 不仅简化了接口规范，实现了数据线的统一，还通过集成USB PD技术，支持高达240W^[1]的电力传输，从而能够快速、高效地为笔记本电池充电。这不仅大幅缩短了充电时间，还使得笔记本电脑能够在更广泛的场景下，仅需一根轻便的Type-C线缆就能同时满足充电、数据传输乃至视频输出的需求，极大提升了用户的移动性和使用体验。此外，Type-C接口的双向充电功能，意味着笔记本电脑在必要时也能充当其他设备的电源，增加了使用的灵活性和实用性。

典型的USB Type-C电力传输连接^[2]如图1所示，其主要包含三大组件：USB PD控制器、电池充电器、电池计量芯片。框图中的各个组件通过复杂的逻辑和控制策略协同工作，实现电力的高效、安全传输，以及数据传输。

2 SGM41570 系列简介

SGM41570系列产品包含支持SMBus接口的SGM41570^[3]和支持I²C接口的SGM41573^[4]两颗芯片，是一款功能强大的同步升降压型锂电池充电控制器，特别为需要高效充电及电源路径管理的应用设备而设计，如笔记本电脑和扫地机器人等。它支持1节至4节锂电池的充电，并集成了多种先进的功能以满足多样化的充电需求。

首先，SGM41570 具有广泛的输入源兼容性，能够灵活处理来自传统适配器、USB适配器以及 高压USB PD源的输入。基于输入源和电池的实际状态，该控制器在上电过程中能够自动切换为降压、升压或升降压模式，无需主机控制干预，从而确保充电过程的高效和安全。

其次，SGM41570 具备窄电压直流充电（NVDC）路径管理功能，以及动态功率管理（DPM）功能，这些功能使得电源分配更加优化，充电效率更高。此外，该芯片还支持USB OTG（On-The-Go）模式，这意味着在需要时，它可以给外设供电，进一步扩展了应用场景。

当USB OTG端口没有外部负载时，SGM41570支持V_MIN主动保护（VAP）功能，在系统功率较大时，避免系统电压跌落。同时，该芯片能够监控适配器电流、电池电流和系统功率，并在系统功率超出适配器和电池的可用功率时，发出一个灵活编程的nPROCHOT脉冲，通知CPU进行节流操作，以避免设备过载和损坏。

综上所述，SGM41570是一款集高效率充电、智能电源路径管理、广泛输入源兼容性和丰富保护功能于一体的锂电池充电控制器，为各种需要锂电池充电的应用设备提供了理想的解决方案。

3 笔记本电脑应用设计

在笔记本电脑应用设计中，升降压充电芯片能够为电脑提供更灵活的电源适配能力和更高效的电源管理。本节采用SGM41570降压-升压电池充电控制器，基于最高20V适配器电压，4节电池，100W系统峰值功耗的笔记本电脑应用进行设计。该参考设计在100W系统功率下具有高达96.7%的峰值效率。

3.1 设计要求

3.2 电池设置

芯片内部LDO激活后，通过CELL_BATPRESZ引脚偏置电压来检查电池节数配置。当为四节电池配置时，CELL_BATPRESZ引脚可以通过10kΩ电阻上拉至VDDA。有关电池设置阈值，请参考SGM41570规格书^[3]。

3.3 外部限流设置

将ILIM_HIZ引脚通过电阻分压连接到REGN与GND之间，可使用以下公式设置目标输入电流限值I_DPM：

根据设计要求，最大输出功率为 100W，额定输入电压条件下，对应输入电流为 5A。按照 1.2 倍输入电流，6A作为输入电流限制。选择10mΩ采样电阻，根据公式可以计算出V_{ILIM_HIZ}为3.4V。 按照5.6V REGN进行计算，选择上分压电阻63.9kΩ和下分压电阻100kΩ。

3.4 输入滤波器设计

SGM41570 采用平均电流控制模式，通过ACP与ACN之间的差分电压对输入电流进行检测， 再根据输入电流对电感电流信息进行还原。然而，芯片布局产生的寄生电感会在ACP与ACN之间 产生高频振铃，导致电感电流采样失真，进而影响平均电流控制环路，甚至出现输出震荡现象。此 外，输入电流采样失真还会导致IINDPM环路，IIN_ADC 的精度变差。有关IINDPM 与IIN_ADC 的功能描述，请参考SGM41570规格书^[3]。

对于实际应用设计，建议使用图3中RC滤波电路对PCB寄生参数导致的高频噪声进行滤除。设计RC滤波器时间常数介于47ns至200ns，可以有效地滤除输出电流采样中的高频噪声。不建议将RC滤波时间常数设置太大，否则当系统处于正向Buck模式，输入电流为断续状态，输入电流采样出现失真会导致芯片无法准确还原出电感电流信息。

3.5 电感选型

SGM41570 有两种开关频率可供选择，800kHz与1200kHz。开关频率越高，允许使用的电感感 值、输入与输出电容容值越小，但功率管开关损耗也会随之增大。本设计按照800kHz默认开关频率 进行计算，下文公式中的参数符号含义及数值请参考附录。选择电感饱和电流 I_SAT应大于最大输出 电流I_{OUT_MAX}加上电感电流纹波I_RIPPLE的一半：

当处于Buck CCM模式（D = V_OUT / V_IN），电感电流纹波I_RIPPLE公式如下：

根据上述公式可知，D为0.5时取得最大电感电流纹波，当D大于0.5，保持输入电压不变，随着输出电压增大，纹波逐渐减小。根据设计要求范围，当输入电压为20V，输出电压12.3V时，对应最大电感电流纹波。

通常，电感纹波设计在20%~40%的最大输出电流之间。取纹波系数K_IND为30%，根据如下公式可以得到设计电感值：

选择2.2μH标称电感值，饱和电流大于9.3A的电感。Wurth 74437356022这款电感满足设计需求，I_R = 8.5A，I_SAT,10% = 10A，DCR = 13.6mΩ。

3.6 输入电容选择

选择合适的输入电容，对吸收输入开关电流纹波，减小输入电压纹波至关重要。根据公式（5）可以计算流经输入电容电流的有效值，根据公式（6）可计算输入电容上产生的纹波电压：

通常X7R或X5R陶瓷电容是输入去耦电容的首选，在输入采样电阻R_AC与功率管Q1之间放置10nF + 1nF 的电容组合，可以有效滤除功率管开关瞬间产生的高频振铃电压。

根据设计要求范围，选择20V输入电压，15.2V输出电压作为典型应用计算参数，后续将基于 此条件进行设计。按照1%输入电压纹波系数带入公式（6）进行计算，得到最小输入电容容值约为 7.5μF。考虑陶瓷电容直流偏置效应，选择6颗25V 10μF 0805封装陶瓷电容以获得所需的有效电容 值，具体陶瓷电容直流偏置降额曲线，请参考对应制造商规格书。为了减小极端条件下，如温度变 化和输入电压波动对输入有效容值的影响，推荐增加一颗 25V 至 35V 耐压，容值 10μF 的钽电容 （POSCAP）。

3.7 输出电容选择

选择合适的输出电容，对吸收电感电流纹波、减小稳态以及负载瞬态时输出电压的纹波及系统的稳定性至关重要。根据公式（7）可以计算流经输出电容电流的有效值，根据公式（8）可以计算输出电容上产生的纹波电压：

此外，公式（9）可用于计算最小输出电容，在控制环路响应负载变化之前，电容至少提供两个开关周期的电流阶跃（ΔI_OUT）的能量，并且允许的最大输出瞬态电压变化为ΔV_OUT（过冲或下冲 ）。

按照10% ~ 100%的负载瞬态，最大5%的瞬态电压变化，综合考虑上述条件，计算得到最小输 出电容容值约为19.5μF。考虑陶瓷电容直流偏置效应，选择7颗25V 10μF 0805封装陶瓷电容以获 得所需的有效电容值。同样为了减小极端条件下，如温度变化和输入电压波动对输出有效容值的影 响，推荐增加两颗25V至35V耐压，容值35μF的钽电容。

3.8 功率MOSFET选择

SGM41570 是功率 MOSFET 外置的升降压型充电管理控制器，需要四个N沟道MOSFET。内部栅极驱动器提供5.6V的驱动电压。选择额定电压为30V或更高的MOSFET，以满足20V的输入 电压需求。

电感电流峰值在3.5小节中已有计算，实际选择MOSFET的持续漏极电流应考虑2倍以上的裕量，I_D应大于18.6A。

为了在导通损耗和开关损耗之间进行权衡，常用的参数是MOSFET的品质因数（FOM）^[5]。根据公式（10）可以计算FOM，其中R_DS(ON)为导通电阻，Q_GD为栅漏极电荷。FOM值越低，MOSFET总的损耗就越小。

一般来说，对于某个产商的同一系列MOSFET，FOM值变化不大。在选定某个系列的MOSFET 后，应综合考虑导通损耗、开关损耗以及成本等因素，选出合适的 MOSFET。本设计中选择 SGMNQ70430这款N沟道MOSFET作为4个主功率管，其额定电压为30V，持续漏极电流为46A。

4 损耗计算

上一章对外围电路进行了设计，本章将基于此设计对系统满载时的损耗进行计算评估。（20V典 型输入电压，15.2V典型输出电压，100W系统输出功率，800kHz开关频率）， 最终将损耗占比绘制 为圆饼图。设计者根据圆饼图可以清晰的得出各个损耗之间的占比大小，从而评估设计损耗是否满 足要求，以及哪些部分有提升的空间，进而优化设计。

4.1 MOSFET 损耗

本应用中，转换器主要工作于同步Buck模式，MOSFET 相关功率损耗主要由导通损耗和开关损耗组成。导通损耗是高侧Q1管和低侧Q2管导通损耗的总和，这部分损耗与开关频率无关。开关损耗则包括 Q1 开关损耗、Q2 开关损耗、栅极驱动损耗、Q2 体二极管损耗、反向恢复损耗以及 MOSFET 的输出电容损耗^[6]。

4.1.1 导通损耗

导通损耗由MOSFET的导通电阻和流过电流有效值决定。可以通过以下公式进行计算：

综合上述公式，计算得到Q1导通损耗为0.234W，Q2导通损耗为0.065W。

4.1.2 开关损耗

1. 交叠损耗

MOSFET 在开关的过程中，导通和关断都需要一定的时间。在过渡期间，Q1管同时承受了较高的电压和电流，从而引发开关损耗。下图显示了Q1开启阶段栅源电压V_GS、漏源电压V_DS以及漏极电流I_D波形。

MOSFET 导通时间计算公式如下：

其中，

驱动电流按照以下公式进行估算^[7]：

其中，

MOSFET 关断时间计算与导通时间计算过程相似，关断时驱动电流计算公式如下：

根据上述公式可估算出t_ON = 10.4ns，t_OFF = 6.8ns。建议选择MOSFET 导通时间小于20ns，以减小开关损耗占比。通常，建议选择C_ISS小于1000pF的MOSFET。

MOSFET 导通与关断损耗计算公式如下：

计算得出MOSFET在导通阶段交叠损耗为0.463W，关断阶段交叠损耗为0.415W。

2. 驱动损耗

MOSFET 栅极驱动损耗计算如下：

下管导通过程由于体二极管续流，V_DS电压已接近0V，所以无需考虑米勒电容影响；此外计算 损耗的电压是V_OUT而非V_REGN，因为芯片此时工作于Buck模式，所以V_REGN电压由V_OUT电压通过 LDO 生成，按照V_OUT电压计算能够包含驱动过程LDO的损耗。不建议增加驱动电阻以减慢驱动速 度，可以适当增加栅源极电容、自举电容侧串联电阻或者增加RC snubber以减慢MOSFET开关速 度。根据上述公式可以计算功率管Q1与Q2总的驱动损耗为0.146W。

3. 死区损耗

为了防止Q1和Q2同时导通将V_IN短路，转换器加入了两个短暂的死区时间：Q2关断与Q1导通之间的上升沿死区时间，以及Q1关断与Q2导通之间的下降沿死区时间。在这两个死区时间间隔内，Q1和Q2都处于关闭状态，Q2的体二极管导通续流。此时会引入死区损耗（即体二极管导通损耗）和体二极管反向恢复损耗。死区损耗计算公式如下：

计算得到死区损耗为0.169W。

4. 体二极管反向恢复损耗

体二极管反向恢复损耗计算公式如下^[8]：

计算得到体二极管反向恢复损耗为0.144W。

5. 输出电容损耗

与MOSFET 相关的另一个功率损耗是输出电容损耗，这由输出电容C_OSS的充电和放电引起。其计算公式如下：

若MOSFET 规格书未给出Q_OSS参数，可以根据规格书中提供的C_OSS随V_DS变化曲线，拟合为函数后进行计算：

由于SGMNQ70430这款MOSFET规格书未给出Q_OSS参数，故通过函数拟合方法进行计算，总的输出电容损耗为0.185W。

4.2 电感损耗

电感损耗主要包括线圈损耗和磁芯损耗两大类。线圈损耗主要由直流电阻（DCR）和交流电阻 （ACR）组成，而磁芯损耗则包括磁滞损耗、涡流损耗和剩余损耗。对于绝大多数电感厂商，所提 供的规格书参数是无法完整计算出电感损耗的。少部分电感厂商会提供相应的损耗计算工具，帮助 开发者对电感损耗进行估计。例如，Wurth 官网有 74437356022 这款电感的损耗计算工具，在填入电感电流对应参数后，可以生成交流损耗和直流损耗两部分，其中交流损耗结果可以直接参考，直流损耗则通过以下公式进行计算^[9]：

电感直流损耗为0.592W，交流损耗参考官网计算结果为0.136W，总的电感损耗为0.728W。

4.3 IC 静态损耗

对于SGM41570 控制 IC，其本身也存在静态功耗，可以通过公式（30）进行估算，得到IC静态功耗为0.038W。

4.4 其他损耗

SGM41570 是升降压型控制器，当系统工作于Buck模式时，Q3处于常开状态，其导通电阻会产生相应的导通损耗。输入电流流经10mΩ采样电阻R_AC也会对应产生损耗，计算公式分别如下：

Q3导通损耗为0.307W，采样电阻R_AC损耗为0.334W。

4.5 总结

根据本小节中损耗计算结果，将其汇总至下表：

根据损耗计算结果及以下效率公式，能够计算出本设计系统效率为96.88%。

需注意，整个计算过程均为 25℃时的参数，未考虑系统温升影响。实际对于功率 MOSFET 导通电阻，以及功率电感的DCR等都会随着温度的升高发生明显变化。如需更加准确的估算，可以考虑温升影响，对结果进行迭代。

根据损耗表格的结果，可以得到Q1和Q2总损耗为1.82W，平均一颗MOSFET的损耗为0.91W。考虑MOSFET热阻，可以粗略估算出MOSFET温升：

根据上述公式计算得到 MOSFET 温升为 41.8℃。MOSFET 的规格书中一般会提供导通电阻 R_DS(ON)随温度变化曲线，按照温升信息查找即可获得对应温度下的R_DS(ON)，电感DCR同样可以通过 类似方式获得。将得到的数据重新带入损耗公式中进行计算，得到如下结果：

根据温度矫正后的损耗计算结果，计算出20V适配器电压，4节电池，100W 功耗系统效率为96.68%。

为验证计算结果准确性，按照参考设计外围电路在SGM41570 DEMO板上进行效率测试^[10]：

根据上述数据，估算效率与实测效率仅相差 0.08%，属于合理误差范围。为更加清晰直观的获得各部分损耗之间的占比关系，绘制各部分损耗饼图如下图所示：

注释：

¹ 图中V_BUS对应下文中的V_IN，V_SYS对应V_OUT。

参考资料

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[5] Utkarsh Jadli, Faisal Mohd-Yasin, Hamid Amini Moghadam, Peyush Pande, Mayank Chaturvedi, Sima Dimitrijev. A Method for Selection of Power MOSFETs to Minimize Power Dissipation [J/OL]. Electronics, 2021, 10, 2150.
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