SGM61630 系列Buck变换器重构为反向Buck Boost 变换器的设计与实现

应用笔记2025-04-02

作者：邓凯
通讯作者：成红玉
校阅：刘慧刘真

摘要

本文以SGM61630为例，系统阐述了将Buck变换器重构为反向Buck-Boost变换器的设计方法，以生成稳定的负电源轨。本文通过拓扑连接调整、电压电流应力分析和辅助功能设计阐述了设计流程。最后，设计实例验证了24V输入至-15V/1.5A输出的可行性。本文为工程师提供了从理论推导到实践验证的设计流程。

1 引言

许多精密系统（如医疗电子设备、测试测量仪器）需稳定的负电压供电，同时要求输入与输出共地。反向Buck-Boost变换器可完美满足这一需求，它不仅能实现升压/降压功能，还可反转输出电压极性。通过调整功率级电路的拓扑连接与反馈网络参数，任意常规 Buck 变换器均可重构为反向 Buck-Boost 变换器。本文以SGM61630为例，详细阐述其重构方法与设计要点。该方案适用于同步整流和非同步整流架构的反向Buck-Boost变换器实现。

2 反向Buck-Boost 变换器原理

2.1 拓扑重构与连接方式

如图1所示为Buck变换器的基本拓扑结构。Buck配置中，输出正极（V_OUT）连接到电感器，输出负极连接到Buck IC的GND引脚。

反向Buck-Boost 拓扑与Buck拓扑非常相似，如图2所示为Buck变换器重构为反向Buck-Boost 变换器的连接方式。由图2可知，将Buck变换器的输出正极配置为反向Buck-Boost变换器的系统地（System GND），而“IC GND”变成了输出负极（-V_OUT），在输入电源和系统地之间增加了一个额外的输入电容C_IN。需注意，反向 Buck-Boost 变换器的连接方式中，IC GND 与输出负压直接相连，这会对Buck IC引脚的电压应力产生影响，相关控制引脚外部电路需重新设计，详见“3辅助功能”章节的说明。

经过上述步骤，实现了反向Buck-Boost变换器的重构：MOSFET导通时，功率二极管截止，电感两端的电压应力为 V_IN，电感电流上升，此时输出电容 C_OUT给负载提供能量，如图 3(a)所示； MOSFET关断时，功率二极管导通，电感两端的电压应力为-V_OUT，电感电流下降，此时电感电流给负载提供能量，如图3(b)所示。可得连续模式时占空比D为：

（1）

2.2 电压与电流应力分析

将Buck IC配置为反向Buck-Boost变换器需要特别注意电压要求。由图2可知，Buck IC的VIN 和GND引脚上的电压差等于电源模块的输入电压加上输出电压（V_MAX=V_IN+V_OUT）。例如从+24V的输入转换到-15V的输出，需要输入电压范围至少覆盖39V的Buck IC。当MOSFET导通时，功率二极管两端的电压应力同样为输入电压加上输出电压（V_MAX=V_IN+V_OUT），功率二极管选型时需考虑该电压应力。

如图2所示，跨接于V_IN与-V_OUT之间的电容C_IO承受的电压应力同样为V_IN+V_OUT。但值得注意的是，如果V_IN是快速上电，在上电瞬间会产生瞬态电流，其路径为：V_IN→C_IO→IC GND→功率二极管→电感→System GND。该瞬态电流对电路可能产生以下影响：①瞬态电流流过功率二极管（或同步Buck IC 的体二极管）时会导致SW节点电位被拉低至IC GND以下，对于SW相对IC GND的额定电压较小的器件，这种负压瞬态可能使器件损坏；②瞬态电流流过功率电感会产生感应电动势，二极管和感应电动势的共同作用使V_OUT上存在一个瞬态正向电压。因此，基于上述两点瞬态电压的防护和Buck IC VIN 引脚去耦的折中考虑，建议C_IO电容不要太大，一般推荐0.1μF。

Buck 变换器配置时，在MOSFET的导通和关断期间电感总是向负载提供电流，因此 Buck变换器的平均电感电流等于输出电流。然而，在反向 Buck-Boost 变换器配置中，电感上的能量仅在 MOSFET关断期间通过二极管传递到负载，两种拓扑结构下电感电流计算公式如表1所示。

由表1可以看出，相同负载下，反向Buck-Boost变换器的电感电流峰值更大，重构时需注意电感电流峰值不要超过Buck IC规格书中的峰值电流限值。

以SGM61630为例的具体计算，请参考“4设计实例”章节的说明。

3 辅助功能

在反向Buck-Boost 变换器配置中，IC GND与输出负压直接相连，由于Buck IC的所有控制信号电平都参考IC GND，此时若需在系统中使用这些功能，则需要平移控制信号参考电平到系统地。

3.1 使能信号接口设计

如果不要求系统控制使能信号，可将EN引脚通过电阻上拉到V_IN。如果要求系统控制反向Buck-Boost 变换器的使能功能，则需要一个简单的电平转换电路，如图4所示。

SYS_EN提供足够高的正向电压使Q1导通时，Q2的栅极通过Q1接地使得Q2的栅源电压（V_GS）变为负压，从而Q2导通。此时，输入电压（V_IN）通过电阻分压器连接到EN引脚，从而启用设备。需注意，在启用和禁用两种状态下，须确保Q2的栅漏电压（V_GD）和栅源电压（V_GS）始终处于MOSFET 的额定范围内。以SGM61630为例，图4中设置R_EN1=R_EN2=R1=100kΩ；图 5 则展示了系统控制反向Buck-Boost 变换器使能和禁用的波形图，测试条件为20V输入，-15V/1.5A输出。

如果要求使用EN引脚配置反向Buck-Boost变换器的UVLO，可在EN引脚处设置电阻分压器如图6所示。

开启电压V_START保持不变，因为当反向Buck-Boost变换器启动时，通常没有负的输出电压。

（2）

反向Buck-Boost 变换器启动后，关断电压V_STOP需考虑负的输出电压：

（3）

以SGM61630为例，V_ENH=1.17V，V_ENL=1.12V，设置R_EN1=430kΩ，R_EN2=30kΩ，I1=1μA，I2=3.7μA，-V_OUT=-15V。则开启电压为V_START=17.51V，关断电压为V_STOP=0.15V。

3.2 同步信号接口设计

对于有SYNC输入引脚的Buck芯片，如果要求反向Buck-Boost变换器与外部信号同步，则需要一个简单的电平转换器，如图7所示。

SYS_SYNC 为高电平时，Q1 导通，V_IN通过电阻分压器（R1、R2）给 Q2 提供驱动电压V_GS， Q2 导通，V_IN通过V_IN到-V_OUT的电阻分压器（R_SYNC1、R_SYNC2）将 SYNC 引脚拉高。注意，SYNC 引脚的最大额定电压较小，需要添加稳压管ZD1保护芯片不被损坏。考虑到功耗影响，V_IN到System GND 的电阻分压器的阻值不能过小，因此在同步频率较高的场景Q2应选择驱动电荷Q_G较小的P MOSFET。

SYS_SYNC 为低电平时，Q1 关断，随后Q2关断，Q2关断后SYNC引脚通过R_SYNC2下拉到 V_OUT。由于稳压管 ZD1 存在结电容 C_j，会导致同步有效信号和 SW 上升沿之间额外的延时t_delay。（这里不包含芯片本身的电路延时）。

以SGM61630 为例，图7中设置R1=499Ω，R2=1kΩ，R_SYNC1=1kΩ，R_SYNC2=200Ω；这颗 Buck IC 同步机制为 SW 上升沿与 SYNC 下降沿同步。SYS_SYNC 下降沿关断 Q2，Q2 截止后 C_j通过 R_SYNC2 放电。当 SYNC 引脚的电压由ZD1的稳压值V_Z放电至SYNC引脚低电平阈值V_{SYNC_L}时功率管打开，因此造成SW上升沿滞后于SYS_SYNC下降沿，滞后时间为：

（4）

由上式可知，有高频同步需求时应选择结电容较小的稳压管，SGM61630同步波形如图8所示。

3.3 PG 信号接口设计

如果系统不需要反向Buck-Boost变换器提供Power Good（PG）标志信号，可将PG引脚浮空。如果系统需要获取PG信号用于向MCU提示输出电压已处于规格范围内，需要将PG标志信号电平转换至系统地，转换电路如图9所示。

当输出电压未完全建立时芯片内部Q3导通，PG下拉至-V_OUT，此时Q1关断Q2导通，SYS_PG 被下拉到系统地；当输出电压完全建立后Q3关断，PG上拉至-V_OUT+V_Z，此时Q1导通，Q2的栅源两端承受负压而关断，SYS_PG被上拉到逻辑电平V_LOGIC。注意，如果PG引脚的最大额定电压值较小，当V_OUT较大时需要添加稳压管ZD1保护芯片不被损坏。

以SGM61630为例，图9中设置R1=R2=100kΩ，R3=10kΩ；图10则展示了反向Buck-Boost变换器Power on和Power off时SYS_PG的波形图，测试条件为24V输入，-15V/0A输出。

4 设计实例

本章将基于SGM61630 Demo Board（Buck）^[1]进行反向Buck-Boost变换器设计，设计目标如表 2所示。

表2 设计目标

输入电压（V_IN）	输出电压（-V_OUT）	输出电流（I_OUT）	开关频率（F_SW）
24V	-15V	1.5A	490kHz

4.1 原理图

反向Buck-Boost变换器的原理图如图11所示。

为初步验证该方案的可行性，可以在Buck拓扑的SGM61630 Demo Board基础上直接修改连接方式，重构为反向Buck-Boost拓扑，如图12所示。实际新项目时需要参照Buck-Boost的PCB Layout 注意事项重新布线以获得最佳性能。

注意：

断开原输入电容C1、C1A和C1B下侧端口与IC GND的连接，重新连接于L1左侧焊盘 (System GND)。重新连线要尽量短，以减小寄生电感对输入电压的影响。
Demo板上“VIN”和“VOUT”之间加24V电源；Demo板上“VOUT”和“GND”之间加电子负载。
将电感更换为22μH。

4.2 关键参数计算

反向Buck-Boost 变换器的占空比为：

（5）

为便于评估芯片 VIN 和 SW 引脚耐压以及相关外围器件选择，计算降压调节器的电压应力 V_MAX=V_IN+V_OUT=39V；

为平衡电感体积和变换器效率，选择电感电流纹波比为0.35，可得电感值为：

（6）

在该设计实例中取L=22μH，可得电感电流峰值：

（7）

小于SGM61630规格书^[2]中I_LIMT的最小值3.5A。

反向 Buck-Boost 变换器存在一个右半平面零点（RHPZ），其在高频时会提高增益和降低相位，对控制回路的响应产生显著的负面影响，可能导致系统不稳定。该设计实例满载（最恶劣情况）时右半平面零点频率为：

（8）

为保证足够的相位裕度以及系统的稳定性，通常建议设置系统的穿越频率小于RHPZ频率的1/4。因此需要降低电感来增加RHPZ频率，或者增加输出电容来减小系统的穿越频率。特别需要指出的是，在反向Buck-Boost变换器架构中，相位补偿网络的前馈电容需谨慎添加。虽然前馈电容能够提升相位裕度，但会同步引起幅频特性增益曲线上移，这将导致穿越频率向RHPZ频率迁移，从而引发潜在的系统稳定性风险。

为满足系统的穿越频率小于RHPZ频率的1/4，在该设计实例中，C_OUT使用两个47µF/25V X5R 电容并联。